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串并联谐振高大发体育下载压脉冲电容充电电源

  ,导致该电流减小,充电速度变慢,功率降低。针对这些问题,提出了电流、功率以及电压闭环实验结果表明充电速度变快,实现了恒功率,提高了电源利用率,并可减小体积重量,在大功率时优点更明显,十分适合限制功率及体积、重量的场合。

  高压脉冲电容能在很短时间内迅速释放其储存的能量,形成强大的冲击电流和冲击功率,因此广泛应用在激光核聚变、X光机、粒子束武器等领域。脉冲电容器的能量存储主要靠高压直流充电电源来实现。

  文献利用LC串联谐振电路研制了一台40 kW/10 kV数字化高频高压脉冲电容充电电源,重点对提高功率密度和安全性能方面进行了研究,但未考虑分布电容。文献基于移相闭环控制LCC串并联谐振设计了电火花加工电源,克服了传统电火花电源体积、重量大,效率低的问题,但谐振电流连续,开关损坏较大,未考虑功率输出。

  这里通过分析,研制了LC串联谐振变换器的实际电路,针对限功率条件下充电电流减小,利用率低,充电速度慢等问题,采用闭环控制策略对等效LCC串并联谐振电路进行控制,提高了充电速度和电源利用率,效果良好。

  交流输入整流后直流侧电压为200 V,电源输出电压7 kV,功率3 kW。由LC串联谐振特性,根据恒流、峰值限定和输出功率,计算选择电路参数为:开关周期Ts=100s,谐振电容C1=1F,谐振电感L=60H,谐振周期,若电流恒定,则Uo上升速率不变,故Uo波形斜率可反映充电电流变化。图2中Uo波形斜率说明充电电流开始较大,0~4 kV阶段,电压变化率较小,大发体育下载充电电流变化较少,而在4~7 kV阶段,电流随着电压升高迅速减小,说明实际电路不是恒流充电的LC串联谐振电路,电路中高频变压器和整流硅堆存在分布电容,导致串联谐振电路变为LCC串并联谐振。

  系统实际等效电路如图3所示,其中,并联谐振电容C2等效为变压器和整流硅堆分布电容,L为谐振电感,C1为串联谐振电容。

  串并联谐振电路中,负载电容Co通过整流桥及变压器与C2并联,当C2两端电压使整流硅堆导通时,Co连接到电路中,电路为L和C1串联谐

  振,谐振周期为T1。当C2两端电压小于等效负载电容电压,整流硅堆不能导通时,Co与电路断开,此时电路为L,C1和C2谐振,谐振周期为T2。随着Co电压的升高,Co连接到电路的时间减少,谐振周期逐渐减小,而LC串联谐振周期不变。图4示出2 kV,4 kV时iL与Uo波形,对比图4a,b得,随着Uo的升高,谐振周期变短,符合串并联谐振特点,证明实际电路为串并联谐振。

  恒频时充电电流逐渐减小,输出功率呈波峰状,输出功率最大为1.5 kW,远小于设计的3 kW。在充电开始后一段时间即达到最大值,然后输出功率逐渐减小。

  根据上述分析得出该电路存在的问题:①实际电路为LCC串并联谐振,随着Uo升高,充电电流减小,越到后期充电速度越慢;②由于充电电流减小,造成输出功率降低,达不到设计目标。

  针对以上问题,采用充电电流闭环控制策略可使充电电流维持恒定,实现理想LC谐振恒流充电。但从输出功率角度分析,电流闭环恒流充电输出功率曲线与电压相同,充电末期输出功率最大,在限制输入电源功率的场合,仅能按照最大功率值设计电源,而该电源只有在最后阶段才达到最大功率输出,电源利用率低,电源体积重量也较大。单纯的电流闭环并不是最佳的控制策略。根据实际LCC串并联谐振功率输出波峰状曲线,考虑使LCC达到较大功率后实现恒功率输出(例如按1.2kW),不仅可以相对恒频控制提高充电速度,还能减小电源的功率等级,从而减小体积重量,适合限功率、小型化场合。

  根据上述分析,在实际LCC串并联谐振电路中加入闭环控制策略,控制思想为:①充电开始阶段,采用电流闭环,使充电电流不变,为恒流控制;②根据功率变化曲线加入功率闭环,在电源充电达到设定功率后改变充电电流,维持该功率输出恒定,直到临近设定充电电压(95%),此阶段为恒功率控制:③在充电电源临近设定充电电压时(95%),为提高充电精度,采取降低开关频率,小电流充电,甚至可在达到充电电压时,根据系统泄漏电流保持电容电压恒定。

  系统实现闭环控制时,需要反馈量,此系统需要充电电流、输出功率和Uo。为简化,系统仅采集检测Uo,充电电流值根据Uo变化率计算得到,输出功率通过Uo和充电电流相乘得到。

  控制系统中,PI控制器因其控制简单迅速,能克服余差,有良好的控制效果得到广泛应用。图5为PI闭环控制软件流程图。

  将模拟PI控制变成采用DSP实现的数字PI后,控制性能更加灵活。大发体育下载数字PI控制器模型为:

  系统中因电流和功率控制要求不高,为防止频繁动作,电流闭环和功率闭环都采用带死区的PI调节器,在误差超出死区范围时才进行调节控制。

  软件实现时,充电启动命令,先对DSP的EV赋初值输出PWM开始充电,定时器0定时中断后,采集电容两端电压值U1,等待定时器0下一个定时中断,采集电容两端电压值U2,根据U1,U2,电容容量Co以及定时器0定时中断时间T计算充电电流和功率:

  计算出充电电流和功率后,判断如果未达到设定功率(1.2 kW),采用电流PI控制算法,改变逆变部分开关频率和占空比,维持充电电流恒定;如果达到设定功率后,采用功率PI算法,改变逆变部分开关频率和占空比,使输出功率恒定。在未达到设定电压95%前,不断地循环采集计算,执行PI控制,到Uo达到设定电压95%,EV PWM赋初值,小电流充电,达到设定的Uo,PWM停止输出,完成充电。

  电容充电完成后,若没有立即释放,由于电容或放电回路存在泄漏电流,导致电容两端电压逐渐减小,如果要求电压精度较高,还可在充电末期加入小电流恒压,保持闭环控制。

  完成软件编写调试之后,利用600F,15 kV高压脉冲电容进行闭环控制充电的实验,设定Uo=7 kV,功率1.2 kW。图6a示出闭环后iL包络和Uo波形。对比图6a与图2可知,恒频时7 kV充电时间22 s,闭环后充电时间为17 s,充电速度明显变快。图6a中Uo波形前一阶段斜率基本不变,为恒流充电。

  根据实验数据记录得图6b所示闭环后Uo、充电电流Io和输出功率Po曲线 kW前Io基本恒定,充电到接近7 kV时Io改为小电流,Po下降。实验效果理想。

  采用闭环控制后,可实现1.2 kW恒功率输出,原设计的3 kW电源系统主电路参数均可减小,从而减小变压器、滤波元件、开关管等体积和重量,在设计其他电源时可减小电路功率等级,对电源的小型化和减轻重量有重要意义。

  需注意的是,闭环控制调节开关频率时,开关频率有一个限制范围,需保证满足IGBT的软开关。通过观察恒频控制时各个充电阶段的谐振周期,判断出谐振周期的变化范围,根据此变化范围来确定开关周期的变化范围,使开关周期大于2倍谐振周期,实现软开关。

  通过实验发现,恒频控制时充电后期谐振周期缩小到35s,大发体育下载大发体育下载谐振正半周时间变化较小(分布电容较小),故末期开关周期必须大于70s,导通时间大于25s,取开关周期最小为72 s,导通时间最小为26s(导通时间不变),在PI控制过程中需要满足此限制,故系统需要既调节开关频率,又调节占空比。开关周期的最大限制可在满足应用的条件下选择合适的值。

  图6c示出采用闭环控制后充电到6 kV时的iL和Uo,由图中iL波形可见充电到6 kV时,谐振电流仍为断续,谐振正半周大概25s,满足软开关。

  实际的LC串联谐振电容充电电源都是LCC串并联谐振,采用闭环控制策略可改善LCC串并联谐振电路的性能,提高充电速度及电源利用率,降低电源功率等级,减小电源的体积和重量,适合限制功率,要求小型化的场合。

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